I. Въведение
Метаматериалите могат да бъдат описани най-добре като изкуствено проектирани структури за производство на определени електромагнитни свойства, които не съществуват естествено. Метаматериалите с отрицателна диелектрична проницаемост и отрицателна проницаемост се наричат метаматериали с лява ръка (LHM). LHMs са широко изследвани в научните и инженерни общности. През 2003 г. LHM бяха обявени за един от десетте най-добри научни открития на съвременната епоха от списание Science. Нови приложения, концепции и устройства са разработени чрез използване на уникалните свойства на LHM. Подходът на преносната линия (TL) е ефективен метод за проектиране, който може също да анализира принципите на LHM. В сравнение с традиционните TL, най-важната характеристика на метаматериалните TL е контролируемостта на TL параметрите (константа на разпространение) и характеристичния импеданс. Контролируемостта на метаматериалните TL параметри предоставя нови идеи за проектиране на антенни структури с по-компактен размер, по-висока производителност и нови функции. Фигура 1 (a), (b) и (c) показва моделите на вериги без загуби на чисто дясна предавателна линия (PRH), чисто лява предавателна линия (PLH) и композитна лява дясна предавателна линия ( CRLH), съответно. Както е показано на фигура 1(a), моделът на еквивалентна верига PRH TL обикновено е комбинация от последователна индуктивност и шунтов капацитет. Както е показано на фигура 1(b), моделът на веригата PLH TL е комбинация от шунтова индуктивност и сериен капацитет. В практически приложения не е възможно да се приложи PLH верига. Това се дължи на неизбежната паразитна последователна индуктивност и ефектите на шунтовия капацитет. Следователно характеристиките на лявата преносна линия, които могат да бъдат реализирани в момента, са всички композитни лява и дясна структура, както е показано на фигура 1 (c).
Фигура 1 Различни модели на верига на преносна линия
Константата на разпространение (γ) на предавателната линия (TL) се изчислява като: γ=α+jβ=Sqrt(ZY), където Y и Z представляват съответно адмитанс и импеданс. Като се има предвид CRLH-TL, Z и Y могат да бъдат изразени като:
Униформен CRLH TL ще има следното дисперсионно отношение:
Фазовата константа β може да бъде чисто реално число или чисто въображаемо число. Ако β е напълно реален в честотен диапазон, има лента на пропускане в честотния диапазон поради условието γ=jβ. От друга страна, ако β е чисто въображаемо число в честотен диапазон, има лента на спиране в честотния диапазон поради условието γ=α. Тази спирачна лента е уникална за CRLH-TL и не съществува в PRH-TL или PLH-TL. Фигури 2 (a), (b) и (c) показват дисперсионните криви (т.е. връзката ω - β) съответно на PRH-TL, PLH-TL и CRLH-TL. Въз основа на дисперсионните криви могат да бъдат получени и оценени груповата скорост (vg=∂ω/∂β) и фазовата скорост (vp=ω/β) на предавателната линия. За PRH-TL от кривата може също да се заключи, че vg и vp са успоредни (т.е. vpvg>0). За PLH-TL кривата показва, че vg и vp не са успоредни (т.е. vpvg<0). Дисперсионната крива на CRLH-TL също показва съществуването на LH регион (т.е. vpvg < 0) и RH регион (т.е. vpvg > 0). Както може да се види от фигура 2(c), за CRLH-TL, ако γ е чисто реално число, има лента на спиране.
Фигура 2 Дисперсионни криви на различни преносни линии
Обикновено последователните и паралелните резонанси на CRLH-TL са различни, което се нарича небалансирано състояние. Въпреки това, когато последователните и паралелните резонансни честоти са еднакви, това се нарича балансирано състояние и полученият опростен модел на еквивалентна схема е показан на фигура 3(a).
Фигура 3 Модел на верига и дисперсионна крива на композитна лява преносна линия
С увеличаването на честотата дисперсионните характеристики на CRLH-TL постепенно се увеличават. Това е така, защото фазовата скорост (т.е. vp=ω/β) става все по-зависима от честотата. При ниски честоти CRLH-TL е доминиран от LH, докато при високи честоти CRLH-TL е доминиран от RH. Това изобразява двойствената природа на CRLH-TL. Равновесната CRLH-TL дисперсионна диаграма е показана на фигура 3(b). Както е показано на фигура 3(b), преходът от LH към RH се случва при:
Където ω0 е честотата на прехода. Следователно в балансирания случай се получава плавен преход от LH към RH, тъй като γ е чисто въображаемо число. Следователно няма лента на спиране за балансираната CRLH-TL дисперсия. Въпреки че β е нула при ω0 (безкрайно спрямо направляваната дължина на вълната, т.е. λg=2π/|β|), вълната все още се разпространява, защото vg при ω0 не е нула. По подобен начин, при ω0, фазовото изместване е нула за TL с дължина d (т.е. φ= - βd=0). Фазовото изпреварване (т.е. φ>0) възниква в честотния диапазон на LH (т.е. ω<ω0), а фазовото забавяне (т.е. φ<0) възниква в честотния диапазон на RH (т.е. ω>ω0). За CRLH TL характерният импеданс се описва, както следва:
Където ZL и ZR са съответно импедансите PLH и PRH. За небалансирания случай характеристичният импеданс зависи от честотата. Горното уравнение показва, че балансираният случай не зависи от честотата, така че може да има съвпадение на широка честотна лента. Уравнението TL, получено по-горе, е подобно на конститутивните параметри, които определят материала CRLH. Константата на разпространение на TL е γ=jβ=Sqrt(ZY). Като се има предвид константата на разпространение на материала (β=ω x Sqrt(εμ)), може да се получи следното уравнение:
По същия начин, характеристичният импеданс на TL, т.е. Z0=Sqrt(ZY), е подобен на характеристичния импеданс на материала, т.е. η=Sqrt(μ/ε), който се изразява като:
Коефициентът на пречупване на балансиран и небалансиран CRLH-TL (т.е. n = cβ/ω) е показан на Фигура 4. На Фигура 4 индексът на пречупване на CRLH-TL в неговия LH диапазон е отрицателен, а индексът на пречупване в неговия RH диапазонът е положителен.
Фиг. 4 Типични индекси на пречупване на балансирани и небалансирани CRLH TL.
1. LC мрежа
Чрез каскадно свързване на лентовите LC клетки, показани на фигура 5(a), типичен CRLH-TL с ефективна еднородност на дължина d може да бъде конструиран периодично или непериодично. Като цяло, за да се осигури удобството при изчисляване и производство на CRLH-TL, веригата трябва да бъде периодична. В сравнение с модела от Фигура 1(c), клетката на веригата от Фигура 5(a) няма размер и физическата дължина е безкрайно малка (т.е. Δz в метри). Като се има предвид нейната електрическа дължина θ=Δφ (rad), може да се изрази фазата на LC клетката. Въпреки това, за да се реализира действително приложената индуктивност и капацитет, трябва да се установи физическа дължина p. Изборът на технология за приложение (като микролентови, копланарен вълновод, компоненти за повърхностен монтаж и т.н.) ще повлияе на физическия размер на LC клетката. LC клетката от Фигура 5(a) е подобна на инкременталния модел от Фигура 1(c) и неговата граница p=Δz→0. Съгласно условието за еднородност p→0 на фигура 5(b), може да се конструира TL (чрез каскадни LC клетки), който е еквивалентен на идеален равномерен CRLH-TL с дължина d, така че TL да изглежда равномерен за електромагнитните вълни.
Фигура 5 CRLH TL базирана на LC мрежа.
За LC клетката, като се имат предвид периодичните гранични условия (PBCs), подобни на теоремата на Bloch-Floquet, дисперсионната връзка на LC клетката е доказана и изразена, както следва:
Серийният импеданс (Z) и шунтовата пропускливост (Y) на LC клетката се определят от следните уравнения:
Тъй като електрическата дължина на единичната LC верига е много малка, може да се използва приближението на Тейлър, за да се получи:
2. Физическа реализация
В предишния раздел беше обсъдена LC мрежата за генериране на CRLH-TL. Такива LC мрежи могат да бъдат реализирани само чрез приемане на физически компоненти, които могат да произведат необходимия капацитет (CR и CL) и индуктивност (LR и LL). През последните години приложението на чипове с технология за повърхностен монтаж (SMT) или разпределени компоненти привлече голям интерес. Микролентови, лентови, копланарни вълноводи или други подобни технологии могат да се използват за реализиране на разпределени компоненти. Има много фактори, които трябва да се имат предвид при избора на SMT чипове или разпределени компоненти. Базираните на SMT CRLH структури са по-често срещани и по-лесни за изпълнение по отношение на анализ и дизайн. Това се дължи на наличието на готови компоненти за SMT чипове, които не изискват ремоделиране и производство в сравнение с разпределените компоненти. Наличието на SMT компоненти обаче е разпръснато и те обикновено работят само при ниски честоти (т.е. 3-6GHz). Следователно SMT-базираните CRLH структури имат ограничени работни честотни диапазони и специфични фазови характеристики. Например, при излъчващи приложения компонентите на SMT чипа може да не са осъществими. Фигура 6 показва разпределена структура, базирана на CRLH-TL. Структурата е реализирана чрез междупръстен капацитет и линии на късо съединение, образуващи съответно сериен капацитет CL и паралелна индуктивност LL на LH. Капацитетът между линията и GND се приема за RH капацитет CR, а индуктивността, генерирана от магнитния поток, образуван от токовия поток в интердигиталната структура, се приема за RH индуктивност LR.
Фигура 6 Едномерна микролента CRLH TL, състояща се от интерцифрови кондензатори и къси индуктори.
За да научите повече за антените, моля посетете:
Време на публикуване: 23 август 2024 г
