Новини - Преглед на антени за преносни линии от метаматериали

I. Въведение
Метаматериалите могат да бъдат описани най-добре като изкуствено проектирани структури, за да се получат определени електромагнитни свойства, които не съществуват естествено. Метаматериалите с отрицателна диелектрична проницаемост и отрицателна проницаемост се наричат леви метаматериали (LHM). LHM са били обстойно изследвани в научните и инженерните общности. През 2003 г. LHM бяха обявени за един от десетте най-големи научни открития на съвременната епоха от списание Science. Разработени са нови приложения, концепции и устройства, използващи уникалните свойства на LHM. Подходът на преносната линия (TL) е ефективен метод за проектиране, който може също да анализира принципите на LHM. В сравнение с традиционните TL, най-съществената характеристика на метаматериалните TL е управляемостта на параметрите на TL (константа на разпространение) и характеристичния импеданс. Управляемостта на параметрите на метаматериалните TL предоставя нови идеи за проектиране на антенни структури с по-компактни размери, по-висока производителност и нови функции. Фигура 1 (a), (b) и (c) показват моделите на схеми без загуби съответно на чисто дясна предавателна линия (PRH), чисто лява предавателна линия (PLH) и композитна ляво-дясна предавателна линия (CRLH). Както е показано на Фигура 1(a), еквивалентният модел на схема PRH TL обикновено е комбинация от последователна индуктивност и шунтиращ капацитет. Както е показано на Фигура 1(b), моделът на схемата PLH TL е комбинация от шунтираща индуктивност и последователен капацитет. В практически приложения не е възможно да се реализира схема PLH. Това се дължи на неизбежните паразитни ефекти на последователна индуктивност и шунтиращ капацитет. Следователно, характеристиките на лявата предавателна линия, които могат да бъдат реализирани в момента, са изцяло композитни лява и дясна структури, както е показано на Фигура 1(c).

Фигура 1 Различни модели на вериги на преносни линии

Константата на разпространение (γ) на предавателната линия (TL) се изчислява като: γ=α+jβ=Sqrt(ZY), където Y и Z представляват съответно адмитанс и импеданс. Като се има предвид CRLH-TL, Z и Y могат да бъдат изразени като:

Една еднородна CRLH TL ще има следното дисперсионно отношение:

Фазовата константа β може да бъде чисто реално число или чисто имагинерно число. Ако β е напълно реално в даден честотен диапазон, има лента на пропускане в честотния диапазон поради условието γ=jβ. От друга страна, ако β е чисто имагинерно число в даден честотен диапазон, има лента на спиране в честотния диапазон поради условието γ=α. Тази лента на спиране е уникална за CRLH-TL и не съществува в PRH-TL или PLH-TL. Фигури 2 (a), (b) и (c) показват кривите на дисперсия (т.е. връзката ω - β) съответно на PRH-TL, PLH-TL и CRLH-TL. Въз основа на кривите на дисперсия могат да бъдат изведени и оценени груповата скорост (vg=∂ω/∂β) и фазовата скорост (vp=ω/β) на предавателната линия. За PRH-TL от кривата може да се заключи също, че vg и vp са успоредни (т.е. vpvg>0). За PLH-TL, кривата показва, че vg и vp не са успоредни (т.е. vpvg<0). Дисперсионната крива на CRLH-TL също показва съществуването на LH област (т.е. vpvg < 0) и RH област (т.е. vpvg > 0). Както може да се види от Фигура 2(c), за CRLH-TL, ако γ е чисто реално число, има стоп-зона.

Фигура 2 Дисперсионни криви на различни предавателни линии

Обикновено последователните и паралелните резонанси на CRLH-TL са различни, което се нарича небалансирано състояние. Когато обаче последователните и паралелните резонансни честоти са еднакви, това се нарича балансирано състояние и полученият опростен еквивалентен модел е показан на Фигура 3(а).

Фигура 3 Модел на веригата и дисперсионна крива на композитна лява предавателна линия

С увеличаване на честотата, дисперсионните характеристики на CRLH-TL постепенно се увеличават. Това е така, защото фазовата скорост (т.е. vp=ω/β) става все по-зависима от честотата. При ниски честоти, CRLH-TL е доминиран от LH, докато при високи честоти, CRLH-TL е доминиран от RH. Това показва двойствената природа на CRLH-TL. Равновесната дисперсионна диаграма на CRLH-TL е показана на Фигура 3(b). Както е показано на Фигура 3(b), преходът от LH към RH се случва при:

Където ω0 е честотата на прехода. Следователно, в балансиран случай, се наблюдава плавен преход от LH към RH, защото γ е чисто имагинерно число. Следователно, няма зона на спиране за балансираната дисперсия на CRLH-TL. Въпреки че β е нула при ω0 (безкрайно спрямо насочваната дължина на вълната, т.е. λg=2π/|β|), вълната все още се разпространява, защото vg при ω0 не е нула. По подобен начин, при ω0, фазовото изместване е нула за TL с дължина d (т.е. φ= - βd=0). Фазовото изместване (т.е. φ>0) се случва в честотния диапазон LH (т.е. ω<ω0), а фазовото забавяне (т.е. φ<0) се случва в честотния диапазон RH (т.е. ω>ω0). За CRLH TL, характеристичният импеданс се описва както следва:

Където ZL и ZR са съответно импедансите на PLH и PRH. За небалансиран случай, характеристичният импеданс зависи от честотата. Горното уравнение показва, че балансираният случай е независим от честотата, така че може да има широколентово съответствие. Полученото по-горе уравнение TL е подобно на конститутивните параметри, които определят материала CRLH. Константата на разпространение на TL е γ=jβ=Sqrt(ZY). Като се има предвид константата на разпространение на материала (β=ω x Sqrt(εμ)), може да се получи следното уравнение:

По подобен начин, характеристичният импеданс на TL, т.е. Z0=Sqrt(ZY), е подобен на характеристичния импеданс на материала, т.е. η=Sqrt(μ/ε), който се изразява като:

Коефициентът на пречупване на балансирания и небалансирания CRLH-TL (т.е. n = cβ/ω) е показан на Фигура 4. На Фигура 4 коефициентът на пречупване на CRLH-TL в неговия LH диапазон е отрицателен, а коефициентът на пречупване в неговия RH диапазон е положителен.

Фиг. 4 Типични показатели на пречупване на балансирани и небалансирани CRLH TL.

1. Мрежа от LC
Чрез каскадно свързване на лентовите LC клетки, показани на Фигура 5(a), типичен CRLH-TL с ефективна равномерност на дължината d може да бъде конструиран периодично или непериодично. Като цяло, за да се осигури удобството при изчисляване и производство на CRLH-TL, веригата трябва да бъде периодична. В сравнение с модела от Фигура 1(c), клетката на веригата от Фигура 5(a) няма размер и физическата дължина е безкрайно малка (т.е. Δz в метри). Като се има предвид нейната електрическа дължина θ=Δφ (rad), фазата на LC клетката може да бъде изразена. Въпреки това, за да се реализира реално приложената индуктивност и капацитет, трябва да се определи физическа дължина p. Изборът на технология на приложение (като микролентова технология, копланарен вълновод, компоненти за повърхностен монтаж и др.) ще повлияе на физическия размер на LC клетката. LC клетката от Фигура 5(a) е подобна на инкременталния модел от Фигура 1(c) и нейната граница p=Δz→0. Съгласно условието за еднородност p→0 на Фигура 5(b), може да се конструира TL (чрез каскадиране на LC клетки), който е еквивалентен на идеален еднороден CRLH-TL с дължина d, така че TL да изглежда еднороден за електромагнитните вълни.

Фигура 5 CRLH TL, базиран на LC мрежа.

За LC клетката, като се имат предвид периодични гранични условия (PBCs), подобни на теоремата на Блок-Флоке, дисперсионното отношение на LC клетката е доказано и изразено, както следва:

Серийният импеданс (Z) и шунтовата адмитанс (Y) на LC клетката се определят от следните уравнения:

Тъй като електрическата дължина на единичната LC верига е много малка, може да се използва апроксимация на Тейлър, за да се получи:

2. Физическо изпълнение
В предишния раздел беше обсъдена LC мрежата за генериране на CRLH-TL. Такива LC мрежи могат да бъдат реализирани само чрез приемане на физически компоненти, които могат да произведат необходимия капацитет (CR и CL) и индуктивност (LR и LL). През последните години приложението на чип компоненти с технология за повърхностен монтаж (SMT) или разпределени компоненти привлече голям интерес. Микролентови, лентови, копланарни вълноводи или други подобни технологии могат да се използват за реализиране на разпределени компоненти. Има много фактори, които трябва да се вземат предвид при избора на SMT чипове или разпределени компоненти. SMT-базираните CRLH структури са по-често срещани и по-лесни за изпълнение по отношение на анализ и проектиране. Това се дължи на наличието на готови SMT чип компоненти, които не изискват преустройство и производство в сравнение с разпределените компоненти. Наличността на SMT компоненти обаче е разпръсната и те обикновено работят само при ниски честоти (т.е. 3-6 GHz). Следователно, SMT-базираните CRLH структури имат ограничени работни честотни диапазони и специфични фазови характеристики. Например, в излъчващи приложения, SMT чип компонентите може да не са приложими. Фигура 6 показва разпределена структура, базирана на CRLH-TL. Структурата е реализирана чрез междупръстовидни кондензационни и късосъединени линии, образуващи съответно последователния капацитет CL и паралелната индуктивност LL на LH. Капацитетът между линията и GND се приема за прав кондензационен капацитет CR, а индуктивността, генерирана от магнитния поток, образуван от протичането на ток в междупръстовите структури, се приема за прав кондензационна индуктивност LR.